摘要： 針對LDMOS寬帶功率放大器匹配電路設(shè)計， 提出了一種快速、有效的方法。采用多節(jié)并聯(lián)導(dǎo)納匹配法得出寬帶匹配電路的初始值后， 利用ADS軟件對匹配網(wǎng)絡(luò)的S參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化。仿真結(jié)果為： 在頻率范圍為1. 3 GH z~ 2. 3 GH z內(nèi)， 兩端口的反射系數(shù)均小于- 25 dB, 匹配網(wǎng)路的傳輸系數(shù)接近0 dB。為實現(xiàn)更好的阻抗匹配， 再用ADS優(yōu)化匹配網(wǎng)絡(luò)， 使其阻抗值更接近功率晶體管的實際輸出阻抗值。此方法對快速有效地設(shè)計寬帶功率放大器匹配電路有著很好的借鑒作用。

寬帶功率放大器除在軍用領(lǐng)域外， 在無線通信、移動電話、衛(wèi)星通信網(wǎng)、全球定位系統(tǒng)、直播衛(wèi)星接收、毫米波自動防撞系統(tǒng)、光傳輸系統(tǒng)等領(lǐng)域都有著廣闊的應(yīng)用前景。

LDMOS功率晶體管較其它微波晶體管有著很好的熱穩(wěn)定性， 頻率穩(wěn)定性， 更好的線性度， 較大的線性增益， 更高的效率和較低的交叉調(diào)制失真。同時， LDMOS 是基于成熟的硅工藝器件， 成本較其它GaAs等器件低很多。因此， LDMOS 特別適用于新一代移動通信系統(tǒng)基站中的功率放大器。

阻抗匹配是微波功率晶體管放大器的設(shè)計關(guān)鍵， 合適的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)可以實現(xiàn)通頻帶內(nèi)最佳的功率傳遞效率。即將晶體管放大器的輸入阻抗與信號源的內(nèi)阻實現(xiàn)共軛匹配； 晶體管放大器的輸出阻抗與負(fù)載阻抗達(dá)到共軛匹配。前級晶體管的輸出阻抗與后級晶體管的輸入阻抗實現(xiàn)共軛匹配。

在阻抗匹配的并聯(lián)導(dǎo)納法中， 其所達(dá)到的阻抗匹配僅限于在工作頻率附近能達(dá)到的較好匹配。若工作頻率改變， 微波晶體管輸入、輸出阻抗（或?qū)Ъ{）都會產(chǎn)生相應(yīng)變化。因此要保持在較寬的工作頻帶內(nèi)具有良好的共軛匹配， 就要采用多節(jié)并聯(lián)導(dǎo)納匹配法。其過程是將晶體管在不同工作頻率上測得的導(dǎo)納值描在導(dǎo)納圓圖上， 按頻率順序由低至高， 將導(dǎo)納值連成一條曲線。設(shè)計時， 據(jù)此曲線選用多個并聯(lián)導(dǎo)納， 從不同位置接入， 以實現(xiàn)在較寬頻帶內(nèi)的共軛匹配。

假設(shè)并聯(lián)電納多接入點離晶體管的距離為l, 那么在不同工作頻率時， 晶體管導(dǎo)納值沿各自等駐波系數(shù)圓轉(zhuǎn)到并聯(lián)電納接入點所旋轉(zhuǎn)的波長數(shù)l / λ g是不同的l / 長< l / λ短。即在整個工作頻帶內(nèi)， 高于中心頻率的各點導(dǎo)納值比低于中心頻率的各點導(dǎo)納值沿各自的等駐波系數(shù)圓移動距離所走過的波長數(shù)大。這樣， 從微帶線上的一點轉(zhuǎn)換到另一點， 其導(dǎo)納值隨波長的變化軌跡與原來的不同。這表明， 在整個工作頻帶內(nèi)晶體管導(dǎo)納值變化的軌跡曲線， 在接入一段微帶線之后， 在頻段高端和低端得到不同的伸縮， 由此可使導(dǎo)納曲線變換到靠近圓圖的中心， 接近于匹配點， 從而達(dá)到寬帶匹配的目的。

1 設(shè)計思路

因輸入輸出匹配電路設(shè)計方法相似， 故在此僅以LDMOS晶體管放大器MRF281Z輸出匹配電路設(shè)計為例， 采用多節(jié)并聯(lián)導(dǎo)納匹配法得出寬帶阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的初始值， 再結(jié)合基于矩量法的ADS 軟件對目標(biāo)進(jìn)行優(yōu)化， 從而快速有效地實現(xiàn)晶體管放大器的寬帶阻抗匹配。

2 負(fù)載牽引法獲得輸出阻抗

負(fù)載牽引法的原理就是放大器在大信號電平激勵下， 通過連續(xù)變換負(fù)載測試輸出功率， 然后在Sm ith阻抗圓圖上畫出等功率和等增益曲線。這樣就可以選擇適當(dāng)?shù)妮敵鲎杩梗?準(zhǔn)確設(shè)計功率放大器，達(dá)到所需的增益和輸出功率。

晶體管MRF281Z在1. 4 GH z到2. 2 GHz的各頻點的輸出阻抗經(jīng)用ADS 負(fù)載牽引后的得到的最佳負(fù)載阻抗為表1。

表1 晶體管MRF281Z的輸出阻抗

3 多節(jié)阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

為了向負(fù)載傳送最大功率或者使微波電路系統(tǒng)、傳輸系統(tǒng)處于或接近行波狀態(tài)， 需要用共軛匹配網(wǎng)絡(luò)。匹配網(wǎng)絡(luò)對于放大器的駐波比、功率增益、輸出功率等性能指標(biāo)都有著決定性的制約。

在共軛匹配的條件下， 得到最大傳輸功率， 在這里我們?nèi)☆l率f = 1. 8 GHz的輸出阻抗Z out= 7. 807+ j 6. 626的共軛阻抗Z*out = 7. 807- j 6. 626作為我們匹配端口的阻抗， 在Sm ith 圓圖中采用共軛匹配法進(jìn)行四節(jié)微帶線匹配（如圖1、圖2所示）。

圖1 多節(jié)微帶線實現(xiàn)阻抗匹配的Smith圓圖

4 用ADS仿真與優(yōu)化設(shè)計

將上面得到的匹配電路用ADS進(jìn)行仿真， 把各節(jié)微帶線的長度和寬度設(shè)為變量， 并對其進(jìn)行優(yōu)化（如圖3所示） , 步驟如下：

圖3 用ADS對輸出匹配電路進(jìn)行仿真及優(yōu)化

（ 1）在原理圖中加入OPTIM 控件：

先用Random 進(jìn)行初步優(yōu)化， 再利用Gradient進(jìn)行局部優(yōu)化。

（ 2）加入優(yōu)化目標(biāo)GOAL控件：

在此， 我們先對匹配網(wǎng)絡(luò)的S參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化， 具體的S參數(shù)優(yōu)化目標(biāo)控件配置表如表2所示。

表2 優(yōu)化S參數(shù)目標(biāo)控件配置表

在完成優(yōu)化匹配網(wǎng)絡(luò)的S 參數(shù)之后， 為使得匹配網(wǎng)絡(luò)端口1的阻抗Z in1與晶體管負(fù)載牽引得出的輸出阻抗基本一致， 我們再對Z in1的實部進(jìn)行優(yōu)化，具體優(yōu)化目標(biāo)控件配置表如表3所示。

表3 優(yōu)化阻抗Z in1控件參數(shù)配置表

5 各指標(biāo)ADS仿真結(jié)果

對優(yōu)化后的晶體管匹配電路在ADS中對S 參數(shù)、輸出駐波比等性能參數(shù)進(jìn)行仿真， 仿真結(jié)果如圖4、圖5、圖6所示。

圖4匹配網(wǎng)路的S 參數(shù)曲線圖

圖5 匹配網(wǎng)絡(luò)的端口1駐波比曲線圖

圖6匹配網(wǎng)絡(luò)的端口2駐波比曲線圖

將匹配網(wǎng)路端口1的阻抗Z in1用ADS測試出阻抗值結(jié)果如表4所示。

表4 輸出匹配網(wǎng)路的阻抗值

6 匹配網(wǎng)絡(luò)的實現(xiàn)

在實際應(yīng)用中， 單端非平衡的短截線（開路線、短路線）常被平衡型設(shè)計方案取代， 上面電路轉(zhuǎn)化為的電路形式為圖7所示。

圖7 微波晶體管輸出匹配網(wǎng)絡(luò)平衡性設(shè)計

輸出匹配電路轉(zhuǎn)化成電路版圖如圖8所示。

圖8 微波晶體管輸出匹配網(wǎng)絡(luò)電路版圖設(shè)計

7 仿真結(jié)果分析

從以上仿真結(jié)果分析得知， 寬帶功率晶體管放大器輸出電路阻抗匹配較好， 在頻率范圍為： 1. 3 GH z~2. 3 GH z范圍內(nèi)， S21正向傳輸系數(shù)接近0 dB, S11、S22即兩端口反射系數(shù)均小于- 25 dB, 匹配網(wǎng)路兩端口駐波比均小于1. 2, 說明正向傳輸很大， 反射很小。

同時匹配網(wǎng)路端口1阻抗Zin1與晶體管負(fù)載牽引的輸出阻抗值很接近， 能更好的完成阻抗匹配。因此， 用多節(jié)微帶線匹配法結(jié)合ADS 對目標(biāo)進(jìn)行優(yōu)化， 減少了調(diào)試成本、縮短了周期， 對晶體管的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)的實現(xiàn)取得了很好的效果。