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OFDM原理和DOCSIS3.1的OFDM信號產(chǎn)生和分析

 曹金龍n8fcuihm 2019-03-12

     看到越來越多的通信標(biāo)準(zhǔn)運用OFDM技術(shù),比如:40G/100G的光傳輸,802.11AC,DOCSIS3.1,UWB,WirelessHD,LTE等,有必要對OFDM的原理要點有一個比較清晰的了解,所以整理了這個材料,供需要時參考。最后以DOCSIS3.1為例,介紹最新的DOCSIS3.1的OFDM信號的產(chǎn)生和分析的架構(gòu)和方法。

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一、概述

    正交頻分復(fù)用技術(shù)(OFDM)被設(shè)計為一種無線環(huán)境下高速傳輸技術(shù)。信道的頻率響應(yīng)大多是非平坦的,OFDM技術(shù)的主要思想就是在頻域內(nèi)將所給信道分成許多正交子信道,在每個子信道上使用一個子載波進行調(diào)制,各個子載波并形傳輸。這樣,盡管總的信道是非平坦的,但每個子信道是相對平坦的,并且每個子信道上市窄帶傳輸,信號帶寬小于信道的相應(yīng)帶寬,可以大消除信號波形間的干擾。又由于各子信道的載波間相互正交,于是它們的頻譜是相互重疊,這樣既減小了子載波間干擾同時又提高了頻譜利用率。OFDM技術(shù)具有較強的抗信道頻率選擇性衰落的性能,是抗信道多徑的有效方法。

 

    OFDM技術(shù)的主要優(yōu)點:

    1)帶寬利用率高。在傳統(tǒng)的并行傳輸系統(tǒng)中,整個帶寬經(jīng)分割后被送到子信道中,各子信道頻帶間嚴(yán)格分離,接收端通過帶通濾波器慮除帶外的信號來接收每個子信道上的數(shù)據(jù),頻譜利用率低。OFDM系統(tǒng)中由于各個子載波之間存在正交性,允許子信道的頻譜相互混疊,因此與常規(guī)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比,可以最大限度的利用頻譜資源。當(dāng)子載波個數(shù)很大時,系統(tǒng)的頻譜利用率趨于2Band/Hz(baud 即 波特;1 Baud = log2M (bit/s) ,其中M是信號的編碼級數(shù))。

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圖1  OFDM的帶寬利用

        2)把高速數(shù)據(jù)流通過串并轉(zhuǎn)換,調(diào)制到每個子載波上進行并發(fā)傳輸,使得每個子載波上的數(shù)據(jù)符號持續(xù)長度相對增加,有效地減小由于無線信道的時間彌散所帶來的ISI。此外,OFDM采用了循環(huán)前綴技術(shù),即將OFDM符號的后幾個樣值復(fù)制到OFDM符號的前面,有效的抵抗多徑衰落的影響。減小了接收機內(nèi)均衡的復(fù)雜度,甚至可以不采用均衡器。

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圖2  OFDM符號的循環(huán)前綴結(jié)構(gòu)

 

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圖3   兩徑信道中OFDM符號的傳輸

 

               圖3中的保護時間大于多徑時延,因此第二條徑的相位跳變點正好位于保護時間內(nèi),因此接收機收到的是滿足正交特性的多載波信號,不會造成性能損失。如果保護時間小于多徑時延,則相位跳變點位于積分時間內(nèi),則多載波信號不再保持正交性,從而會引入子載波干擾。

 

        3)各個子信道的正交調(diào)制和解調(diào)可以通過離散傅立葉反變換(IDFTInverse  Discrete Fourier Transform)和離散傅立葉變換(DFT,Discrete Fourier Transform)的方法來實現(xiàn)。在子載波數(shù)很大的情況下,可以通過采用快速傅立葉變換(FFT)來實現(xiàn)。近年來,隨著大規(guī)模集成電路和DSP 技術(shù)的發(fā)展,FFTIFFT 技術(shù)都非常容易實現(xiàn),進一步推動了OFDM技術(shù)的發(fā)展。

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圖4   基于FFT的OFDM原理框圖

 

        4)無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)一般都存在非對稱性,即下行鏈路中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于上行鏈路中的數(shù)據(jù)量。另一方面,移動終端功率一般比較小,傳輸速率較低,而基站恰恰相反。因此無論從用戶數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的使用要求,還是從移動通信系統(tǒng)自身的要求考慮,都希望物理層支持非對稱高速數(shù)據(jù)傳輸,而OFDM系統(tǒng)可以很容易地通過使用不同數(shù)量的子信道來實現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。

 
    OFDM技術(shù)的主要缺點:
 
    1)對相位噪聲和載波頻偏十分敏感。
    這是OFDM技術(shù)一個非常致命的缺點,整個OFDM系統(tǒng)對各個子載波之間的正交性要求格外嚴(yán)格,任何一點小的載波頻偏都會破壞子載波之間的正交性,引起ICI(子信道干擾,Inter Channel Inferference),同樣,相位噪聲也會導(dǎo)致碼元星座點的旋轉(zhuǎn)、擴散,從而形成ICI。而單載波系統(tǒng)就沒有這個問題,相位噪聲和載波頻偏僅僅是降低了接收到的信噪比SNR,而不會引起互相之間的干擾。
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圖5   保護時間內(nèi)發(fā)送全零信號由于多徑效應(yīng)造成的子載波間干擾(ICI)
 
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圖6  頻率誤差造成OFDM系統(tǒng)產(chǎn)生載波間干擾
 
    2)峰均比過大。
    OFDM信號由多個子載波信號組成,這些子載波信號由不同的調(diào)制符號獨立調(diào)制。同傳統(tǒng)的恒包絡(luò)的調(diào)制方法相比,OFDM調(diào)制存在一個很高的峰值因子。因為OFDM信號是很多個小信號的總和,這些小信號的相位是由要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)序列決定的。對某些數(shù)據(jù),這些小信號可能同相,而在幅度上疊加在一起從而產(chǎn)生很大的瞬時峰值幅度。而峰均比過大,將會增加A/D和D/A的復(fù)雜性,而且會降低射頻功率放大器的效率。同時,在發(fā)射端,放大器的最大輸出功率就限制了信號的峰值,這會在OFDM頻段內(nèi)和相鄰頻段之間產(chǎn)生干擾。
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圖7  子載波數(shù)目N=4時,承載的數(shù)據(jù)為d=(1,1,1,1),四個載波獨立的波形和迭加后的信號
   
    3)所需線性范圍寬。
    由于OFDM系統(tǒng)峰值平均功率比(PAPR)大,對非線性放大更為敏感,故OFDM調(diào)制系統(tǒng)比單載波系統(tǒng)對放大器的線性范圍要求更高。
 

二、OFDM原理和信號特征

    輸入的串行數(shù)據(jù)先經(jīng)過串/并信號轉(zhuǎn)換,實現(xiàn)數(shù)據(jù)流的多路分離,然后再通過IFFT完成相應(yīng)的調(diào)制,經(jīng)過并/串信號轉(zhuǎn)換后,加入保護時間間隔也就是整個系統(tǒng)信號循環(huán)前綴,然后通過數(shù)模轉(zhuǎn)換,上變頻至高頻區(qū)將信號發(fā)射出去。接收端進行相反的過程,信道出來的信號先經(jīng)過下變頻,模數(shù)轉(zhuǎn)換,然后去除整個系統(tǒng)信號的循環(huán)前綴,再通過串/并信號轉(zhuǎn)換、FFT解調(diào)、并/串信號轉(zhuǎn)換,還原得到信宿序列。

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圖8   OFDM收發(fā)信機的結(jié)構(gòu)框圖

 

    OFDM調(diào)制原理框圖

    OFDM通過把需要發(fā)射的數(shù)據(jù)流分解為若干個并行的數(shù)據(jù)子流,這樣每個數(shù)據(jù)子流在速率上就會降低很多,然后再進行相關(guān)調(diào)制,將它們調(diào)制到一組總數(shù)為N,頻率之間的間隔相等,且又兩兩正交的子載波上。

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圖9  OFDM調(diào)制原理框圖
 
        OFDM解調(diào)原理框圖

OFDM的調(diào)制可以用離散傅里葉反變化(IDFT)來實現(xiàn),相應(yīng)的有在解調(diào)端可以用離散傅里葉變換(DFT)來實現(xiàn)。而這兩種傅里葉變換都有相應(yīng)的快速算法,在系統(tǒng)的效率和相應(yīng)時間上會有所提高。系統(tǒng)的實際應(yīng)用中一般采用IFFTFFT技術(shù)。

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圖10   OFDM解調(diào)原理框圖
 
    OFDM信號特征
 
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圖11   OFDM信號的立體特征

 
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圖12  OFDM信號的真實時域電壓波形(水平軸是時間,垂直軸是電壓(線性))

 
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圖13  OFDM信號的真實頻譜(水平軸是頻率,垂直軸是功率(用dB表示))

 
 
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圖14   OFDM信號的頻域特征 
 
 
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圖15   以802.11a為例的OFDM信號的頻域特征和物理層參數(shù)對應(yīng)關(guān)系
 
 
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圖16   以802.11a為例的OFDM信號的幀結(jié)構(gòu)

 
三、OFDM關(guān)鍵技術(shù)

 

    1.時域和頻域同步

    OFDM系統(tǒng)對定時和頻率偏移敏感,特別是實際應(yīng)用中與FDMA、TDMA和CDMA等多址方式結(jié)合使用時,時域和頻率同步顯得尤為重要。與其它數(shù)字通信系統(tǒng)一樣,同步分為捕獲和跟蹤兩個階段,較易實現(xiàn)。在上行鏈路中來自不同移動終端的信號必須同步到達基站,才能保證子載波間的正交性?;靖鶕?jù)各移動終端發(fā)來的子載波攜帶信息進行時域和頻域同步信息的提取,再由基站發(fā)回移動終端,以便讓移動終端進行同步。具體實現(xiàn)時,同步將分為時域同步和頻域同步,也可以時域和頻域同時進行同步。

    接收機正常工作以前,OFDM系統(tǒng)至少要完成兩類同步任務(wù):

    1)時域同步,要求OFDM系統(tǒng)確定符號邊界,并且提取出最佳的采樣時鐘,從而減小載波干擾(ICI)和碼間干擾(ISI)造成的影響。

    2)頻域同步,要求系統(tǒng)估計和校正接收信號的載波偏移。

 

        OFDM系統(tǒng)中,只有發(fā)送和接收的子載波完全一致,才能保證載波間的正交性,從而可以正確接收信號。任何頻率偏移必然導(dǎo)致ICI。實際系統(tǒng)中,由于本地時鐘源(如晶體振蕩器)不能精確的產(chǎn)生載波頻率,總要附著一些隨機相位調(diào)制信號。結(jié)果接收機產(chǎn)生的頻率不可能與發(fā)送端的頻率完全一致。對于單載波系統(tǒng),相位噪聲和頻率偏移只是導(dǎo)致信噪比損失,而不會引入干擾。但對于多載波系統(tǒng),卻會造成子載波間干擾(ICI),因此OFDM系統(tǒng)對于載波偏移比單載波系統(tǒng)要敏感,必須采取措施消除頻率偏移。

    與頻率誤差不同,時間同步誤差不會引起子載波間干擾(ICI)。但時間同步誤差將導(dǎo)致FFT處理窗包含連續(xù)的兩個OFDM符號,從而引入了OFDM符號間干擾(ISI)。并且即使FFT處理窗位置略有偏移,也會導(dǎo)致OFDM信號頻域的偏移,從而造成信噪比損失,BER性能下降。

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圖17   FFT處理窗位置與OFDM符號的相對關(guān)系

 

    一個OFDM符號由保護間隔和有效數(shù)據(jù)采樣構(gòu)成,保護間隔在前,有效數(shù)據(jù)在后。如果FFT處理窗延遲放置,則FFT積分處理包含了當(dāng)前符號的樣值與下一個符號的樣值。而如果FFT處理窗超前放置,則FFT積分處理包含了當(dāng)前符號的數(shù)據(jù)部分和保護時間部分。后者不會引入碼間干擾,而前者卻可能嚴(yán)重影響系統(tǒng)性能。

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圖18   時域同步誤差對OFDM系統(tǒng)性能的影響

 

    圖12中采用的是512個子載波的OFDM系統(tǒng),在白噪聲信道下仿真,子載波體制方式為差分QPSK(DQPSK)。不用信道均衡,超前放置FFT處理窗最多達六個樣值,幾乎不影響系統(tǒng)性能,但如果延遲放置FFT處理窗,如圖中的實心圖標(biāo)所示,由于存在碼間干擾,將會嚴(yán)重影響系統(tǒng)性能。對于較小的時域同步誤差,如果增加一個短循環(huán)后綴,可以減輕ISI的影響。 

 

    OFDM系統(tǒng)的時頻同步處理分為捕獲和跟蹤兩個階段:

    在捕獲階段,系統(tǒng)使用比較復(fù)雜的同步算法,對較長時段的同步信息進行處理,獲得初步的系統(tǒng)同步。在跟蹤階段,可以采用比較簡單的同步算法,對于小尺度的變化進行校正。

    OFDM同步算法分類:

    1、OFDM數(shù)據(jù)幀和符號的粗同步算法

    2、OFDM符號的精細(xì)同步算法 

    3、OFDM頻域捕獲算法

    4、OFDM頻域跟蹤算法

    常用的OFDM同步算法主要分為兩類:

    1、利用循環(huán)前綴

    2、插入專門的訓(xùn)練序列

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圖19   采用循環(huán)前綴實現(xiàn)OFDM的同步

 

    由于OFDM符號中含有循環(huán)前綴,因此每個符號的前個樣值實際上是最后個樣值的拷貝。利用這種信號結(jié)構(gòu)的冗余特性可以實現(xiàn)上圖所示的時頻同步結(jié)構(gòu)。

    基于循環(huán)前綴的同步技術(shù),其估計精度與同步時間相互制約。如果要獲得較高的估計精度,則需要耗費很長的同步時間。因此在沒有特定訓(xùn)練序列的盲搜索環(huán)境中或者系統(tǒng)跟蹤條件下比較適用。而對于分組傳輸,同步精度要求比較高,同步時間盡可能短。為了完成這種條件下的同步,一般采用發(fā)送特殊的OFDM訓(xùn)練序列。此時整個OFDM接收信號都可以用于同步處理。

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圖20  采用訓(xùn)練序列進行OFDM同步

 

    在匹配濾波器輸出的相關(guān)峰值處,可以同時進行符號同步和頻偏校正。注意上述的匹配濾波器操作是在接收信號進行FFT變換之前進行的。因此這一同步技術(shù)與DS-CDMA接收機中的同步非常類似。

 

    2.信道估計

    在OFDM系統(tǒng)中,信道估計器的設(shè)計主要有兩個問題:一是導(dǎo)頻信息的選取。由于無線信道常常是衰落信道,需要不斷對信道進行跟蹤,因此導(dǎo)頻信息也必須不斷地傳送;二是復(fù)雜度較低和導(dǎo)頻跟蹤能力良好的信道估計器的設(shè)計。在實際設(shè)計中,導(dǎo)頻信息的選擇和最佳估計器的設(shè)計通常又是相互關(guān)聯(lián)的,因為估計器的性能與導(dǎo)頻信息的傳輸方式有關(guān)。

 

    信道估計模型

    信道估計算法分為盲估計和非盲算法兩類。盲算法基于信道的統(tǒng)計特性,需要大量數(shù)據(jù)才能夠獲得好的性能,快衰落信道中收斂性會急劇惡化,系統(tǒng)性能很差。

    非盲算法又可以劃分為兩大類:數(shù)據(jù)輔助和判決指導(dǎo)算法。數(shù)據(jù)輔助模式,OFDM符號的整體或部分用于訓(xùn)練數(shù)據(jù),利用訓(xùn)練數(shù)據(jù)進行信道響應(yīng)估計。但增加了系統(tǒng)開銷,降低了頻譜效率。

    判決指導(dǎo)模式,類似于判決反饋均衡,可以降低系統(tǒng)開銷,提高頻譜效率。當(dāng)信道狀態(tài)劇烈變化時,會導(dǎo)致估計質(zhì)量下降,需要周期性發(fā)送訓(xùn)練符號,采用信道編碼與交織提升性能。

 

    導(dǎo)頻圖樣

    常用圖樣為兩類:訓(xùn)練符號與導(dǎo)頻子載波 

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圖21   導(dǎo)頻圖樣

 

    導(dǎo)頻插入需滿足2維Nyquest采樣定理。導(dǎo)頻序列的功率和時頻域位置的優(yōu)化,是影響信道估計的重要因素,一般遵循如下原則。

    理論分析證明,當(dāng)總功率一定的條件下,導(dǎo)頻與數(shù)據(jù)等功率分配,所獲得的信道估計MSE性能較好。

    導(dǎo)頻子載波數(shù)目不小于CIR長度,在系統(tǒng)信號有效分布的時頻范圍內(nèi),最好在頻域等間隔分配導(dǎo)頻,并且在時域上進行交錯配置,從而獲得頻率分集增益。如圖15(b)所示。

    除均方誤差MSE準(zhǔn)則外,其它系統(tǒng)指標(biāo),如PAPR峰平比也是導(dǎo)頻設(shè)計需要考慮的重要指標(biāo)。為了降低峰平比,一般要求導(dǎo)頻具有恒包絡(luò)性能,即具有CAZAC特性的序列(例如Zadoff-Chu序列)。

    LTE、WiMax等寬帶移動通信系統(tǒng)就是按照這些設(shè)計原則進行導(dǎo)頻圖樣分配的。

 

    數(shù)據(jù)輔助算法

    DA信道估計算法主要包括LS估計、LMMSE與變換域估計算法,一般的,LS估計可以作為其它算法的初始值,是信道估計的基礎(chǔ)。

    1.LS估計算法

    基于頻域LS算法得到信道響應(yīng)。

    2.插值方法

    線性插值是以增大導(dǎo)頻開銷提高估計性能。而采用多項式插值,則有可能減少導(dǎo)頻開銷。2D插值也可以應(yīng)用。所有這些插值方法可以等效為不同的低通濾波。

    3.變換域算法

    信道頻域響應(yīng)CFR具有高度相關(guān)性。采用正交變換,將CFR變換到其它域,則對應(yīng)變換域響應(yīng)具有稀疏性,只有少數(shù)重要分量取值較大,而其它分量很小,可以置為0,從而有效降低估計噪聲。這就是變換域算法的主要思想。

    4.LMMSE算法

    LMMSE由于利用了接收信噪比SNR和其它信道統(tǒng)計特性,因此其性能好于其它算法。LMMSE具有平滑/插值/外推的算法結(jié)構(gòu),因此非常適合于導(dǎo)頻子載波模式的OFDM系統(tǒng)。但LMMSE估計算法復(fù)雜   

 

      各種算法的性能比較如下:

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圖22   信道估計的MSE性能比較

   

    判決指導(dǎo)算法

    判決指導(dǎo)算法(DDCE)是另一大類OFDM信道估計算法。接收端的工作分為兩個階段:估計階段與跟蹤階段。

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圖23  判決指導(dǎo)算法

 

    MIMO-OFDM信道估計

    在MIMO-OFDM系統(tǒng)框架下,信道估計是更具有挑戰(zhàn)性的任務(wù)。導(dǎo)頻圖樣需要滿足采樣定理,而且要求各天線導(dǎo)頻互不干擾。

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圖24     MIMO-OFDM導(dǎo)頻圖樣

    3.編碼信道和交織

    為了提高數(shù)字通信系統(tǒng)性能,信道編碼和交織是普遍采用的方法。對于衰落信道中的隨機錯誤,可以采用信道編碼;對于衰落信道中的突發(fā)錯誤,可以采用交織技術(shù)。實際應(yīng)用中,通常同時采用信道編碼和交織,進一步改善整個系統(tǒng)的性能。在OFDM系統(tǒng)中,如果信道衰落不是太嚴(yán)重,均衡是無法再利用信道的分集特性來改善系統(tǒng)性能的,因為OFDM系統(tǒng)自身具有,利用信道分集特性的能力,一般的信道特性信息已經(jīng)被OFDM這種調(diào)制方式本身所利用了。但是OFDM系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)卻為在子載波間進行編碼提供了機會,形成COFDM方式。編碼可以采用各種碼,如::分組碼、卷積碼等,其中卷積碼的效果要比分組碼好。

 

    4.降低峰值平均功率比

    由于OFDM信道時域上表現(xiàn)為N個正交子載波信號的疊加,當(dāng)這N個信號恰好均以峰值疊加時,OFDM信號也將產(chǎn)生最大峰值,該峰值功率是平均功率的N倍。盡管峰值功率出現(xiàn)的概率較低,但為了不知真地傳輸這些高PAPR的OFDM信號,發(fā)送端對高功率放大器(HPA)的線性度要求也很高。因此,高的PAPR使得OFDM系統(tǒng)的性能大大下降甚至直接影響實際應(yīng)用。為了解決這一問題,人們提出了基于信號畸變技術(shù)、信號擾碼技術(shù)和基于信號空間擴展等降低OFDM系統(tǒng)PAPR的方法。

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圖25   不同子載波數(shù)目的CCDF

 

    降低OFDM信號PAPR的方法很多,大體可以分成三大類:信號預(yù)畸變技術(shù)、編碼類技術(shù)和概率類技術(shù)。

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圖26   降低PAPR的方法分類


 

    1)信號預(yù)畸變技術(shù)

    包括限幅類技術(shù)和壓縮擴張變換。

    (1)限幅技術(shù)(Clipping)

    限幅是最簡單的方法,它直接在OFDM信號幅度峰值或附近采用非線性操作來降低信號的PAPR值,能適用于任何數(shù)目子載波構(gòu)成的系統(tǒng)。限幅相當(dāng)于對原始信號加矩形窗,如果OFDM信號幅值小于預(yù)定門限,該矩形窗函數(shù)的幅值就為1,否則幅值小于1。限幅會不可避免地產(chǎn)生信號畸變,由于信號失真引入自干擾,從而造成系統(tǒng)性能下降。

    (2)壓縮擴張變換(Companding)

    它是借鑒了PCM A律對數(shù)壓擴的原理,實現(xiàn)簡單,計算復(fù)雜度不隨子載波數(shù)目增加而增加。

 

    2)編碼類技術(shù)

    編碼類技術(shù)主要是對原始數(shù)據(jù)進行冗余編碼,選擇PAPR較小的碼組作為OFDM符號發(fā)送,從而避免了信號峰值。

OFDM原理和DOCSIS3.1的OFDM信號產(chǎn)生和分析
圖27   編碼類技術(shù)


 

    應(yīng)用編碼方法降低PAPR的優(yōu)點是系統(tǒng)相對簡單、穩(wěn)定,降低PAPR的效果好。但是,它的缺點也非常明顯:(1)編碼調(diào)制方式受限,比如分組編碼只適用于PSK的調(diào)制方式,而不適用于基于QAM調(diào)制方式的OFDM系統(tǒng);(2)子載波個數(shù)受限,隨著子載波數(shù)的增加,計算復(fù)雜度增大,系統(tǒng)的吞吐量嚴(yán)重下降,帶寬的利用率顯著降低;(3)數(shù)據(jù)有效速率減小,這是因為大部分的編碼方法都要引入一定的冗余信息。

    3)概率類技術(shù)

    概率類技術(shù)不是著眼于降低信號幅度的最大值,而是降低峰值出現(xiàn)的概率,一般而言,該類技術(shù)會帶來信息冗余,缺點是計算復(fù)雜度太大,要進行多次IFFT運算,并且需要可靠傳送邊信息。

    (1)相位優(yōu)化

    利用不同的加擾相位序列來對OFDM符號進行加權(quán)處理以改變其統(tǒng)計特性,主要包括選擇映射法(Selected Mapping,即SLM )、部分傳輸序列(Partial Transmit Sequences,即PTS)等。

    (2)交織技術(shù)(Interleaving)

    交織技術(shù)的原理和選擇映射類似。選擇性映射中通過使用隨機相位序列來降低多載波信號的峰均比,在交織技術(shù)中,通過使用一組交織器來達到相同的效果,交織器的作用是用來對長度為的信號序列進行重排。

    (3)沖激整形(Pulse Shaping,即PS)

    通過恰當(dāng)選擇OFDM調(diào)制中各個子載波的時域沖激波形,可以有效降低PAPR,其效果比前兩種方法要好。

    (4)多音加法

    多音加法包括多音預(yù)留(Tone Reservation,即TR)和多音內(nèi)插(Tone Injection,即TI)兩種方法。它們都是基于為原始信號增加一個獨立的時域數(shù)據(jù)塊信號以減小峰值的思想。

    TR是將某些不用承載數(shù)據(jù)的子載波提取出來,取而代之以能夠降低整個系統(tǒng)PAPR的信號,使得噪聲集中分布在SNR較低的高頻區(qū)。

    TI把降低PAPR的信號也作為信息符號參與IFFT運算,其基本思想是擴展QAM星座,使同一個數(shù)據(jù)對應(yīng)星座上多個點,恰當(dāng)?shù)剡x擇表示數(shù)據(jù)的星座點,可以極大地降低信號的PAPR值。

    (5)ACE動態(tài)星座擴展技術(shù)

    動態(tài)星座擴展技術(shù)(ACE)同TI原理類似。通過動態(tài)調(diào)整原始星座中邊界信號點的位置達到降低峰均比的目的。

 

    各種算法性能比較

    (1)峰均比的降低能力

    選擇算法首要考慮的因素。但是需要注意有些方法帶來了負(fù)面效果。比如:限幅技術(shù)能夠很容易的降低時域信號幅值,但是同樣帶來了帶內(nèi)失真和帶外信號擴散的負(fù)面效果;選擇性映射能達到很好的峰均比縮減效果,但是計算復(fù)雜度很高。

    (2)發(fā)送信號功率的增加

    一些降低峰均比技術(shù)需要增大發(fā)送信號的發(fā)送功率。比如TR技術(shù)發(fā)送端的部分功率被用作傳送PRC峰值降低的子載波。如果保持發(fā)送端功率不變,則某些信號的功率低于要求的正常功率,可能會帶來誤比特率的增加。

    (3)接收端誤比特率的增加

    在一些技術(shù)的運用中,如果發(fā)送端功率等于或者低于要求的正常功率,則會帶來誤比特率的增加。例如:運用動態(tài)星座擴展技術(shù)ACE,如果發(fā)送信號的功率固定不變,將會導(dǎo)致誤比特率的增大。其它一些技術(shù)比如SLM、PTS或者交織,如果附加信息的丟失同樣會導(dǎo)致整個數(shù)據(jù)塊的譯碼錯誤。 

    (4)碼率的降低

    一些技術(shù)的使用要求降低碼率,比如分組碼,有四分之一的比特信息用來降低峰均比;SLM、PTS和交織也需要傳輸附加信息用于接收端準(zhǔn)確恢復(fù)原始信號。這些技術(shù)要采用合適的信道編碼,否則接收到的附加信息可能出錯,因此信道編碼的采用使得傳輸效率進一步的降低。

    (5)計算復(fù)雜度

    計算復(fù)雜度也是選擇合適算法需要考慮的問題。例如PTS和SLM為了能找到合適的降低峰均比的隨機相位序列,需要多次的迭代運算;對于交織來說,交織器越多,峰均比的減少程度就越大。一般說來,峰均比降低技術(shù)越好,那么其復(fù)雜度也就相應(yīng)的越高。

 

    5.均衡

    在一般的衰落環(huán)境下,OFDM系統(tǒng)的均衡不是有效改善系統(tǒng)性能的方法。因為均衡是補償多徑信道引起的碼間干擾,而OFDM技術(shù)本身已經(jīng)利用了多徑信道的分集特性,因此在一般情況下,OFDM系統(tǒng)就不必再做均衡了。在高度散射的信道中,信道記憶長度很長,循環(huán)前綴的長度必須很長,才能夠使ISI盡量不出現(xiàn)。但是,CP長度過長必然導(dǎo)致能量大量損失,尤其對子載波個數(shù)不是很大的系統(tǒng)。這是,可以考慮加均衡器以使CP的長度適當(dāng)減小,即通過增加系統(tǒng)的復(fù)雜性換取頻帶利用率的提高。

 
四、DOCSIS3.1的信號產(chǎn)生和信號分析
 
 
 
 
 
 
 

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