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【電源設(shè)計小貼士1】如何為電源選擇正確的工作頻率？ 圖1顯示的是降壓電源頻率與體積的關(guān)系。頻率為100 kHz時，電感占據(jù)了電源體積的大部分（深藍色區(qū)域）。如果我們假設(shè)電感體積與其能量相關(guān)，那么其體積縮小將與頻率成正比例關(guān)系。由于某種頻率下電感的磁芯損耗會極大增高并限制尺寸的進一步縮小，因此在此情況下上述假設(shè)就不容樂觀了。如果該設(shè)計使用陶瓷電容，那么輸出電容體積（褐色區(qū)域）便會隨頻率縮小，即所需電容降低。另一方面，之所以通常會選用輸入電容，是因為其具有紋波電流額定值。該額定值不會隨頻率而明顯變化，因此其體積（黃色區(qū)域）往往可以保持恒定。另外，電源的半導(dǎo)體部分不會隨頻率而變化。這樣，由于低頻開關(guān)，無源器件會占據(jù)電源體積的大部分。當(dāng)我們轉(zhuǎn)到高工作頻率時，半導(dǎo)體（即半導(dǎo)體體積，淡藍色區(qū)域）開始占據(jù)較大的空間比例。  圖1 電源組件體積主要由半導(dǎo)體占據(jù)
該曲線圖顯示半導(dǎo)體體積本質(zhì)上并未隨頻率而變化，而這一關(guān)系可能過于簡單化。與半導(dǎo)體相關(guān)的損耗主要有兩類：傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗。同步降壓轉(zhuǎn)換器中的傳導(dǎo)損耗與MOSFET的裸片面積成反比關(guān)系。MOSFET面積越大，其電阻和傳導(dǎo)損耗就越低。 開關(guān)損耗與MOSFET開關(guān)的速度以及MOSFET具有多少輸入和輸出電容有關(guān)。這些都與器件尺寸的大小相關(guān)。大體積器件具有較慢的開關(guān)速度以及更多的電容。圖2顯示了兩種不同工作頻率 (F) 的關(guān)系。傳導(dǎo)損耗 (Pcon)與工作頻率無關(guān)，而開關(guān)損耗 (Psw F1 和 Psw F2) 與工作頻率成正比例關(guān)系。因此更高的工作頻率 (Psw F2) 會產(chǎn)生更高的開關(guān)損耗。當(dāng)開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗相等時，每種工作頻率的總損耗最低。另外，隨著工作頻率提高，總損耗將更高。 但是，在更高的工作頻率下，最佳裸片面積較小，從而帶來成本節(jié)約。實際上，在低頻率下，通過調(diào)整裸片面積來最小化損耗會帶來極高成本的設(shè)計。但是，轉(zhuǎn)到更高工作頻率后，我們就可以優(yōu)化裸片面積來降低損耗，從而縮小電源的半導(dǎo)體體積。這樣做的缺點是，如果我們不改進半導(dǎo)體技術(shù)，那么電源效率將會降低。  圖2 提高工作頻率會導(dǎo)致更高的總體損耗
如前所述，更高的工作頻率可縮小電感體積；所需的內(nèi)層芯板會減少。更高頻率還可降低對于輸出電容的要求。有了陶瓷電容，我們就可以使用更低的電容值或更少的電容。這有助于縮小半導(dǎo)體裸片面積，進而降低成本。 【電源設(shè)計小貼士2】：如何駕馭噪聲電源？ 無噪聲電源并非是偶然設(shè)計出來的。一種好的電源布局是在設(shè)計時最大程度的縮短實驗時間?；ㄙM數(shù)分鐘甚至是數(shù)小時的時間來仔細查看電源布局，便可以省去數(shù)天的故障排查時間。 圖 1 顯示的是電源內(nèi)部一些主要噪聲敏感型電路的結(jié)構(gòu)圖。將輸出電壓與一個參考電壓進行比較以生成一個誤差信號，然后再將該信號與一個斜坡相比較，以生成一個用于驅(qū)動功率級的 PWM（脈寬調(diào)制）信號。 電源噪聲主要來自三個地方：誤差放大器輸入與輸出、參考電壓以及斜坡。對這些節(jié)點進行精心的電氣設(shè)計和物理設(shè)計有助于最大程度地縮短故障診斷時間。一般而言，噪聲會與這些低電平電路電容耦合。一種卓越的設(shè)計可以確保這些低電平電路的緊密布局，并遠離所有開關(guān)波形。接地層也具有屏蔽作用。  圖 1 低電平控制電路的諸多噪聲形成機會 誤差放大器輸入端可能是電源中最為敏感的節(jié)點，因為其通常具有最多的連接組件。如果將其與該級的極高增益和高阻抗相結(jié)合，后患無窮。在布局過程中，您必須最小化節(jié)點長度，并盡可能近地將反饋和輸入組件靠近誤差放大器放置。如果反饋網(wǎng)絡(luò)中存在高頻積分電容，那么您必須將其靠近放大器放置，其他反饋組件緊跟其后。并且，串聯(lián)電阻-電容也可能形成補償網(wǎng)絡(luò)。最理想的結(jié)果是，將電阻靠近誤差放大器輸入端放置，這樣，如果高頻信號注入該電阻-電容節(jié)點時，那么該高頻信號就不得不承受較高的電阻阻抗—而電容對高頻信號的阻抗則很小。 斜坡是另一個潛在的會帶來噪聲問題的地方。斜坡通常由電容器充電（電壓模式）生成，或由來自于電源開關(guān)電流的采樣（電流模式）生成。通常，電壓模式斜坡并不是一個問題，因為電容對高頻注入信號的阻抗很小。而電流斜坡卻較為棘手，因為存在了上升邊沿峰值、相對較小的斜坡振幅以及功率級寄生效應(yīng)。 圖 2 顯示了電流斜坡存在的一些問題。第一幅圖顯示了上升邊沿峰值和隨后產(chǎn)生的電流斜坡。比較器（根據(jù)其不同速度）具有兩個電壓結(jié)點 (potential trip points)，結(jié)果是無序控制運行，聽起來更像是煎熏肉的聲音。 利用控制 IC 中的上升邊沿消隱可以很好地解決這一問題，其忽略了電流波形的最初部分。波形的高頻濾波也有助于解決該問題。同樣也要將電容器盡可能近地靠近控制 IC 放置。正如這兩種波形表現(xiàn)出來的那樣，另一種常見的問題是次諧波振蕩。這種寬－窄驅(qū)動波形表現(xiàn)為非充分斜率補償。向當(dāng)前斜坡增加更多的電壓斜坡便可以解決該問題。  圖 2 兩種常見的電流模式噪聲問題 盡管您已經(jīng)相當(dāng)仔細地設(shè)計了電源布局，但是您的原型電源還是存在噪聲。這該怎么辦呢？首先，您要確定消除不穩(wěn)定因素的環(huán)路響應(yīng)不存在問題。有趣的是，噪聲問題可能會看起來像是電源交叉頻率上的不穩(wěn)定。但真正的情況是該環(huán)路正以其最快響應(yīng)速度糾出注入誤差。同樣，最佳方法是識別出噪聲正被注入下列三個地方之一：誤差放大器、參考電壓或斜坡。您只需分步解決便可！ 第一步是檢查節(jié)點，看斜坡中是否存在明顯的非線性，或者誤差放大器輸出中是否存在高頻率變化。如果檢查后沒有發(fā)現(xiàn)任何問題，那么就將誤差放大器從電路中取出，并用一個清潔的電壓源加以代替。這樣您應(yīng)該就能夠改變該電壓源的輸出，以平穩(wěn)地改變電源輸出。如果這樣做奏效的話，那么您就已經(jīng)將問題范圍縮小至參考電壓和誤差放大器了。 有時，控制 IC 中的參考電壓易受開關(guān)波形的影響。利用添加更多（或適當(dāng)）的旁路可能會使這種狀況得到改善。另外，使用柵極驅(qū)動電阻來減緩開關(guān)波形也可能會有助于解決這一問題。如果問題出在誤差放大器上，那么降低補償組件阻抗會有所幫助，因為這樣降低了注入信號的振幅。如果所有這些方法都不奏效，那么就從印刷電路板將誤差放大器節(jié)點去除。對補償組件進行架空布線 (air wiring) 可以幫助我們識別出哪里有問題。 【電源設(shè)計小貼士3】：阻尼輸入濾波器系列1 一般而言，所有的電源都在一個給定輸入范圍保持其效率。因此，輸入功率或多或少地與輸入電壓水平保持恒定。圖 1 顯示的是一個開關(guān)電源的特征。隨著電壓的下降，電流不斷上升。  圖 1 開關(guān)電源表現(xiàn)出的負阻抗 負輸入阻抗 電壓-電流線呈現(xiàn)出一定的斜率，其從本質(zhì)上定義了電源的動態(tài)阻抗。這根線的斜率等于負輸入電壓除以輸入電流。也就是說，由 Pin = V ? I，可以得出 V = Pin/I；并由此可得 dV/dI = –Pin/I2 或 dV/dI ≈ –V/I。 該近似值有些過于簡單，因為控制環(huán)路影響了輸入阻抗的頻率響應(yīng)。但是很多時候，當(dāng)涉及電流模式控制時這種簡單近似值就已足夠了。 為什么需要輸入濾波器 開關(guān)調(diào)節(jié)器輸入電流為非連續(xù)電流，并且在輸入電流得不到濾波的情況下其會中斷系統(tǒng)的運行。大多數(shù)電源系統(tǒng)都集成了一個如圖 2 所示類型的濾波器。電容為功率級的開關(guān)電流提供了一個低阻抗，而電感則為電容上的紋波電壓提供了一個高阻抗。該濾波器的高阻抗使流入源極的開關(guān)電流最小化。在低頻率時，該濾波器的源極阻抗等于電感阻抗。在您升高頻率的同時，電感阻抗也隨之增加。在極高頻率時，輸出電容分流阻抗。在中間頻率時，電感和電容實質(zhì)上就形成了一種并聯(lián)諧振電路，從而使電源阻抗變高，呈現(xiàn)出較高的電阻。 大多數(shù)情況下，峰值電源阻抗可以通過首先確定濾波器 (Zo) 的特性阻抗來估算得出，而濾波器特性阻抗等于電感除以電容所得值的平方根。這就是諧振下電感或者電容的阻抗。接下來，對電容的等效串聯(lián)電阻 (ESR) 和電感的電阻求和。這樣便得到電路的 Q 值。峰值電源阻抗大約等于 Zo 乘以電路的 Q 值。  圖 2 諧振時濾波器的高阻抗和高阻性 振蕩 但是，開關(guān)的諧振濾波器與電源負阻抗耦合后會出現(xiàn)問題。圖 3 顯示的是在一個電壓驅(qū)動串聯(lián)電路中值相等、極性相反的兩個電阻。這種情況下，輸出電壓趨向于無窮大。當(dāng)您獲得由諧振輸入濾波器等效電阻所提供電源的負電阻時，您也就會面臨一個類似的電源系統(tǒng)情況；這時，電路往往就會出現(xiàn)振蕩。  圖 3 與其負阻抗耦合的開關(guān)諧振濾波器可引起不必要的振蕩 設(shè)計穩(wěn)定電源系統(tǒng)的秘訣是保證系統(tǒng)電源阻抗始終大大小于電源的輸入阻抗。我們需要在最小輸入電壓和最大負載（即最低輸入阻抗）狀態(tài)下達到這一目標。在電源設(shè)計小貼士 4 中，我們將討論控制電源阻抗的一些實用方法。 【電源設(shè)計小貼士4】：阻尼輸入濾波器系列2 在“電源設(shè)計小貼士3”中，我們討論了輸入濾波器的源極阻抗如何變得具有電阻性，以及其如何同開關(guān)調(diào)節(jié)器的負輸入阻抗相互作用。在極端情況下，這些阻抗振幅可以相等，但是其符號相反從而構(gòu)成了一個振蕩器。業(yè)界通用的標準是輸入濾波器的源極阻抗應(yīng)至少比開關(guān)調(diào)節(jié)器的輸入阻抗低6dB，作為最小化振蕩概率的安全裕度。 輸入濾波器設(shè)計通常以根據(jù)紋波電流額定值或保持要求選擇輸入電容（如圖1所示CO）開始的。第二步通常包括根據(jù)系統(tǒng)的EMI要求選擇電感 (LO)。在諧振附近，這兩個組件的源極阻抗會非常高，從而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。圖1描述了一種控制這種阻抗的方法，其將串聯(lián)電阻 (RD) 和電容 (CD) 與輸入濾波器并聯(lián)放置。利用一個跨接CO的電阻，可以阻尼濾波器。但 是，在大多數(shù)情況下，這樣做會導(dǎo)致功率損耗過高。另一種方法是在濾波器電感的兩端添加一個串聯(lián)連接的電感和電阻。  圖1 CD和RD阻尼輸出濾波器源極阻抗 選擇阻尼電阻 有趣的是，一旦選擇了四個其他電路組件，那么就會有一個阻尼電阻的最佳選擇。圖2顯示的是不同阻尼電阻情況下這類濾波 器的輸出阻抗。紅色曲線表示過大的阻尼電阻。請思考一下極端的情況，如果阻尼電阻器開啟，那么峰值可能會非常的高，且僅由CO和LO來設(shè)定。藍色曲線表示阻尼電阻過低。如果電阻被短路，則諧振可由兩個電容和電感的并聯(lián)組合共同設(shè)置。綠色曲線代表 最佳阻尼值。利用一些包含閉型解的計算方法就可以很輕松地得到該值。  圖2 在給定CD-CO比的情況下，有一個最佳阻尼電阻 選擇組件 在選擇阻尼組件時，圖3非常有用。該圖是通過使用RD Middlebrook建立的閉型解得到的。橫坐標為阻尼濾波器輸出阻抗與未阻 尼濾波器典型阻抗 (ZO = (LO/CO)1/2) 的比?？v坐標值有兩個：阻尼電容與濾波器電容 (N) 的比；以及阻尼電阻同該典型阻抗的比。利 用該圖，首先根據(jù)電路要求來選擇LO和CO，從而得到ZO。隨后，將最小電源輸入阻抗除以二，得到您的最大輸入濾波器源極阻抗 (6dB)。 最小電源輸入阻抗等于Vinmin2/Pmax。只需讀取阻尼電容與濾波器電容的比以及阻尼電阻與典型阻抗的比, 您便可以計算得到 一個橫坐標值。例如，一個具有10μH電感和10μH電容的濾波器具有Zo = (10μH/10 μF)1/2 = 1 Ohm 的典型阻抗。如果它正對一個12V最小輸入的12W電源進行濾波，那么該電源輸入阻抗將為Z = V2/P = 122/12 = 12 Ohms。這樣，最大源極阻抗應(yīng)等于該值的二分之一 ，也即6 Ohms?，F(xiàn)在，在6/1 = 6的X軸上輸入該圖，那么，CD/CO = 0.1，即1 μF，同時RD/ZO = 3，也即3 Ohms。  圖3 選取LO和CO后，便可從最大允許源極阻抗范圍內(nèi)選擇CD和RD 【電源設(shè)計小貼士5】：降壓控制器在電源設(shè)計中的使用 負輸出電壓降壓—升壓有時稱之為負反向，其工作占空比為 50%，可提供相當(dāng)于輸入電壓但極性相反的輸出電壓。其可以隨著輸入電壓的波動調(diào)節(jié)占空比，以“降壓”或“升壓”輸出電壓來維持穩(wěn)壓。 圖1顯示了一款精簡型降壓—升壓電路，以及電感上出現(xiàn)的開關(guān)電壓。這樣一來該電路與標準降壓轉(zhuǎn)換器的相似性就會頓時明朗起來。實際上，除了輸出電壓和接地相反以外，它和降壓轉(zhuǎn)換器完全一樣。這種布局也可用于同步降壓轉(zhuǎn)換器。這就是與降壓或同步降壓轉(zhuǎn)換器端相類似的地方，因為該電路的運行與降壓轉(zhuǎn)換器不同。 FET開關(guān)時出現(xiàn)在電感上的電壓不同于降壓轉(zhuǎn)換器的電壓。正如在降壓轉(zhuǎn)換器中一樣，平衡伏特-微秒 (V-μs) 乘積以防止電感飽和是非常必要的。當(dāng) FET 為開啟時（如圖 1 所示的 ton 間隔），全部輸入電壓被施加至電感。這種電感“點”側(cè)上的正電壓會引起電流斜坡上升，這就帶來電感的開啟時間 V-μs 乘積。FET 關(guān)閉 (toff) 期間，電感的電壓極性必須倒轉(zhuǎn)以維持電流，從而拉動點側(cè)為負極。電感電流斜坡下降，并流經(jīng)負載和輸出電容，再經(jīng)二極管返回。電感關(guān)閉時V-μs 乘積必須等于開啟時 V-μs 乘積。由于 Vin 和 Vout 不變，因此很容易便可得出占空比 (D) 的表達式：D=Vout/(Vout " Vin)。這種控制電路通過計算出正確的占空比來維持輸出電壓穩(wěn)壓。上述表達式和圖 1 所示波形均假設(shè)運行在連續(xù)導(dǎo)電模式下。  圖1 降壓—升壓電感要求平衡其伏特-微秒乘積 降壓—升壓電感必須工作在比輸出負載電流更高的電流下。其被定義為 IL = I/(1-D)，或只是輸入電流與輸出電流相加。對于和輸入電壓大小相等的負輸出電壓（D = 0.5）而言，平均電感電流為輸出的 2 倍。 有趣的是，連接輸入電容返回端的方法有兩種，其會影響輸出電容的 rms 電流。典型的電容布局是在 +Vin 和 Gnd 之間，與之相反，輸入電容可以連接在 +Vin和 "V之間。利用這種輸入電容配置可降低輸出電容的rms電流。然而，由于輸入電容連接至 "Vout，因此 "Vout 上便形成了一個電容性分壓器。這就在控制器開始起作用以前，在開啟時間的輸出上形成一個正峰值。為了最小化這種影響，最佳的方法通常是使用一個比輸出電容要小得多的輸入電容，請參見圖 2 所示的電路。輸入電容的電流在提供 dc 輸出電流和吸收平均輸入電流之間相互交替。rms 電流電平在最高輸入電流的低輸入電壓時最差。因此，選擇電容器時要多加注意，不要讓其 ESR 過高。陶瓷或聚合物電容器通常是這種拓撲較為合適的選擇。 圖2 降壓控制器在降壓—升壓中的雙重作用 必須要選擇一個能夠以最小輸入電壓減去二極管壓降上電的控制器，而且在運行期間還必須能夠承受得住 Vin 加 Vout 的電壓。FET 和二極管還必須具有適用于這一電壓范圍的額定值。通過連接輸出接地的反饋電阻器可實現(xiàn)對輸出電壓的調(diào)節(jié)，這是由于控制器以負輸出電壓為參考電壓。只需精心選取少量組件的值，并稍稍改動電路，降壓控制器便可在負輸出降壓—升壓拓撲中起到雙重作用。 【電源設(shè)計小貼士6】：如何精確測量電源紋波 在圖 1 所示的示例中，一名初級工程師完全錯誤地使用了一臺示波器。他的第一個錯誤是使用了一支帶長接地引線的示波器探針；他的第二個錯誤是將探針形成的環(huán)路和接地引線均置于電源變壓器和開關(guān)元件附近；他的最后一個錯誤是允許示波器探針和輸出電容之間存在多余電感。該問題在紋波波形中表現(xiàn)為高頻拾取。在電源中，存在大量可以很輕松地與探針耦合的高速、大信號電壓和電流波形，其中包括耦合自電源變壓器的磁場，耦合自開關(guān)節(jié)點的電場，以及由變壓器互繞電容產(chǎn)生的共模電流。 圖1 錯誤的紋波測量得到的較差的測量結(jié)果 利用正確的測量方法可以大大地改善測得紋波結(jié)果。首先，通常使用帶寬限制來規(guī)定紋波，以防止拾取并非真正存在的高頻噪聲。我們應(yīng)該為用于測量的示波器設(shè)定正確的帶寬限制。其次，通過取掉探針“帽”，并構(gòu)成一個拾波器（如圖 2 所示），我們可以消除由長接地引線形成的天線。將一小段線纏繞在探針接地連接點周圍，并將該接地連接至電源。這樣做可以縮短暴露于電源附近高電磁輻射的端頭長度，從而進一步減少拾波。 最后，在隔離電源中，會產(chǎn)生大量流經(jīng)探針接地連接點的共模電流。這就在電源接地連接點和示波器接地連接點之間形成了壓降，從而表現(xiàn)為紋波。要防止這一問題的出現(xiàn)，我們就需要特別注意電源設(shè)計的共模濾波。另外，將示波器引線纏繞在鐵氧體磁心周圍也有助于最小化這種電流。這樣就形成了一個共模電感器，其在不影響差分電壓測量的同時，還減少了共模電流引起的測量誤差。圖 2 顯示了該完全相同電路的紋波電壓，其使用了改進的測量方法。這樣，高頻峰值就被真正地消除了。 圖2 四個輕微的改動便極大地改善了測量結(jié)果 實際上，集成到系統(tǒng)中以后，電源紋波性能甚至?xí)?。在電源和系統(tǒng)其他組件之間幾乎總是會存在一些電感。這種電感可能存在于布線中，抑或只有蝕刻存在于 PWB 上。另外，在芯片周圍總是會存在額外的旁路電容，它們就是電源的負載。這二者共同構(gòu)成一個低通濾波器，進一步降低了電源紋波和/或高頻噪聲。在極端情況下，電流短時流經(jīng) 15 nH 電感和 10 μF 旁路電容的一英寸導(dǎo)體時，該濾波器的截止頻率為 400 kHz。這種情況下，就意味著高頻噪聲將會得到極大降低。許多情況下，該濾波器的截止頻率會在電源紋波頻率以下，從而有可能大大降低紋波。經(jīng)驗豐富的工程師應(yīng)該能夠找到在其測試過程中如何運用這種方法的途徑。 【電源設(shè)計小貼士7】：高效驅(qū)動LED離線式照明 用切實可行的螺紋旋入式LED來替代白熾燈泡可能還需要數(shù)年的時間，而在建筑照明中LED的使用正在不斷增長，其具有更高的可靠性和節(jié)能潛力。同大多數(shù)電子產(chǎn)品一樣，其需要一款電源來將輸入功率轉(zhuǎn)換為LED可用的形式。 在路燈應(yīng)用中，一種可行的配置是創(chuàng)建300V/0.35安培負載的80個串聯(lián)的LED。在選擇電源拓撲結(jié)構(gòu)時，需要制定隔離和功率因數(shù)校正 (PFC) 相關(guān)要求。隔離需要大量的安全權(quán)衡研究，其中包括提供電擊保護需求和復(fù)雜化電源設(shè)計之間的對比權(quán)衡。在這種應(yīng)用中，LED上存在高壓，一般認為隔離是非必需的，而PFC才是必需的，因為在歐洲25瓦以上的照明均要求具有PFC功能，而這款產(chǎn)品正是針對歐洲市場推出的。 就這種應(yīng)用而言，有三種可選電源拓撲：降壓拓撲、轉(zhuǎn)移模式反向拓撲和轉(zhuǎn)移模式 (TM) 單端初級電感轉(zhuǎn)換器 (SEPIC) 拓撲。當(dāng)LED電壓大約為80伏特時，降壓拓撲可以非常有效地被用于滿足諧波電流要求。在這種情況下，更高的負載電壓將無法再繼續(xù)使用降壓拓撲。那么，此時較為折中的方法就是使用反向拓撲和SEPIC拓撲。SEPIC具有的優(yōu)點是，其可鉗制功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)波形，允許使用較低的電壓，從而使器件更為高效。在該應(yīng)用中，可以獲得大約 2% 的效率提高。另外，SEPIC中的振鈴更少，從而使EMI濾波更容易。圖1顯示了這種電源的原理圖。 圖1 轉(zhuǎn)移模式SEPIC發(fā)揮了簡單LED驅(qū)動器的作用 該電路使用了一個升壓TM PFC控制器來控制輸入電流波形。該電路以離線為C6充電作為開始。一旦開始工作，控制器的電源就由一個SEPIC電感上的輔助繞組來提供。一個相對較大的輸出電容將LED紋波電流限定在DC電流的20%。補充說明一下，TM SEPIC中的AC電通量和電流非常高，需要漆包絞線和低損耗內(nèi)層芯板來降低電感損耗。 圖2和圖3顯示了與圖1中原理圖相匹配的原型電路的實驗結(jié)果。與歐洲線路范圍相比，其效率非常之高，最高可達92%。這一高效率是通過限制功率器件上的振鈴實現(xiàn)的。另外，正如我們從電流波形中看到的一樣，在96%效率以上時功率因數(shù)非常好。有趣的是，該波形并非純粹的正弦曲線，而是在上升沿和下降沿呈現(xiàn)出一些斜度，這是電路沒有測量輸入電流而只對開關(guān)電流進行測量的緣故。但是，該波形還是足以通過歐洲諧波電流要求的。 圖2 TM SEPIC具有良好的效率和高PFC效率 圖3 線路電流輕松地通過EN61000-3-2 Class C標準 【電源設(shè)計小貼士8】：通過改變電源頻率來降低EMI性能 這種方法涉及了對電源開關(guān)頻率的調(diào)制，以引入邊帶能量，并改變窄帶噪聲到寬帶的發(fā)射特征，從而有效地衰減諧波峰值。需要注意的是，總體EMI性能并沒有降低，只是被重新分布了。 利用正弦調(diào)制，可控變量的兩個變量為調(diào)制頻率 (fm) 以及您改變電源開關(guān)頻率 (Δf) 的幅度。調(diào)制指數(shù) (Β) 為這兩個變量的比： 圖1顯示了通過正弦波改變調(diào)制指數(shù)產(chǎn)生的影響。當(dāng)Β=0時，沒有出現(xiàn)頻移，只有一條譜線。當(dāng)Β=1時，頻率特征開始延伸，且中心頻率分量下降了20%。當(dāng)Β=2時，該特征將進一步延伸，且最大頻率分量為初始狀態(tài)的60%。頻率調(diào)制理論可以用于量化該頻譜中能量的大小。Carson法則表明大部分能量都將被包含在2 * (Δf + fm) 帶寬中。 圖1 調(diào)制電源開關(guān)頻率延伸了EMI特征 圖2顯示了更大的調(diào)制指數(shù)，并表明降低12dB以上的峰值EMI性能是有可能的。 圖2 更大的調(diào)制指數(shù)可以進一步降低峰值EMI性能 選取調(diào)制頻率和頻移是兩個很重要的方面。首先，調(diào)制頻率應(yīng)該高于EMI接收機帶寬，這樣接收機才不會同時對兩個邊帶進行測量。但是，如果您選取的頻率太高，那么電源控制環(huán)路可能無法完全控制這種變化，從而帶來相同速率下的輸出電壓變化。另外，這種調(diào)制還會引起電源中出現(xiàn)可聞噪聲。因此，我們選取的調(diào)制頻率一般不能高出接收機帶寬太多，但要大于可聞噪聲范圍。很顯然，從圖2我們可以看出，較大地改變工作頻率更為可取。然而，這樣會影響到電源設(shè)計，意識到這一點非常重要。也就是說，為最低工作頻率選擇磁性元件。此外，輸出電容還需要處理更低頻率運行帶來的更大的紋波電流。 圖3對有頻率調(diào)制和無頻率調(diào)制的EMI性能測量值進行了對比。此時的調(diào)制指數(shù)為4，正如我們預(yù)料的那樣，基頻下EMI性能大約降低了8dB。其他方面也很重要。諧波被抹入 (smear into) 同其編號相對應(yīng)的頻帶中，即第三諧波延展至基頻的三倍。這種情況會在一些較高頻率下重復(fù)，從而使噪聲底限大大高于固定頻率的情況。因此，這種方法可能并不適用于低噪聲系統(tǒng)。但是，通過增加設(shè)計裕度和最小化EMI濾波器成本，許多系統(tǒng)都已受益于這種方法。 圖3 改變電源頻率降低了基頻但提高了噪聲底限 【電源設(shè)計小貼士9】：估算表面貼裝半導(dǎo)體的溫升 貼裝在散熱增強型封裝中的半導(dǎo)體要求電路板能夠起到散熱片的作用，并提供所有必需的冷卻功能。如圖1所示，熱量經(jīng)過一塊金屬貼裝片和封裝流入印刷線路板 (PWB)。然后，熱量由側(cè)面流經(jīng)PWB線跡，并通過自然對流經(jīng)電路板表面擴散到周圍的環(huán)境中。影響裸片溫升的重要因素是PWB中的銅含量以及用于對流導(dǎo)熱的表面面積。 圖1 熱量由側(cè)面流經(jīng)PWB線跡，然后從PWB表面擴散至周圍環(huán)境 半導(dǎo)體產(chǎn)品說明書通常會列出某種PWB結(jié)構(gòu)下結(jié)點至周圍環(huán)境的熱阻。這就是說，設(shè)計人員只需將這種熱阻乘以功耗，便可計算出溫升情況。但是，如果設(shè)計并沒有具體的結(jié)構(gòu)，或者如果需要進一步降低熱阻，那么就會出現(xiàn)許多問題。 圖2所示為熱流問題的簡化電模擬，我們可據(jù)此深入分析。IC電源由電流源表示，而熱阻則由電阻表示。在各電壓下對該電路求解，其提供了對溫度的模擬。從結(jié)點至貼裝面存在熱阻，同時遍布于電路板的橫向電阻和電路板表面至周圍環(huán)境的電阻共同形成一個梯形網(wǎng)絡(luò)。這種模型假設(shè)1）電路板為垂直安裝，2）無強制對流或輻射制冷，所有熱流均出現(xiàn)在電路板的銅中，3）在電路板兩側(cè)幾乎沒有溫差。 圖2 熱流電氣等效簡化了溫升估算 圖3所示為增加PWB中的銅含量對提高熱阻的影響。將1.4 mils銅（雙面，半盎司）增加到8.4 mils（4 層，1.5 盎司），就有可能將熱阻提高3倍。圖中兩條曲線：一條表示熱流進入電路板、直徑為0.2英寸的小尺寸封裝；另一條表示熱流進入電路板、直徑為0.4英寸的大尺寸封裝。這兩條曲線均適用于9平方英寸的PWB。這兩條曲線均同標稱數(shù)據(jù)緊密相關(guān)，同時都有助于估算改變產(chǎn)品說明書電路板結(jié)構(gòu)所產(chǎn)生的影響。但是使用這一數(shù)據(jù)時需要多加謹慎，其假設(shè)9平方英寸PWB內(nèi)沒有其他功耗，而實際上并非如此。 圖3 熱流電氣等效簡化了溫升估算 【電源設(shè)計小貼士10】：輕松估計負載瞬態(tài)響應(yīng) 具體的公式表述為： 圖1以圖形方式說明了上述關(guān)系，兩種阻抗均以dB-Ω或20*log [Z] 為單位。在開環(huán)曲線上的低頻率區(qū)域內(nèi)，輸出阻抗取決于輸出電感阻抗和電感。當(dāng)輸 出電容和電感發(fā)生諧振時，形成峰值。高頻阻抗取決于電容輸出濾波器特性、等效串聯(lián)電阻 (ESR) 以及等效串聯(lián)電感 (ESL)。將開環(huán)阻抗除以1加環(huán)路增益 即可計算得出閉環(huán)輸出阻抗。 由于該圖形以對數(shù)表示，即簡單的減法，因此在增益較高的低頻率區(qū)域阻抗會大大降低；在增益較少的高頻率區(qū)域閉環(huán)和開環(huán)阻抗基本上是一樣的。在 此需要說明如下要點：1）峰值環(huán)路阻抗出現(xiàn)在電源交叉頻率附近，或出現(xiàn)在環(huán)路增益等于 1（或 0dB）的地方；以及 2）在大部分時間里，電源控制帶寬都將會 高于濾波器諧振，因此峰值閉環(huán)阻抗將取決于交叉頻率時的輸出電容阻抗。 圖1 閉環(huán)輸出阻抗峰值Zout出現(xiàn)在控制環(huán)路交叉頻率處 一旦知道了峰值輸出阻抗，就可通過負載變動幅度與峰值閉環(huán)阻抗的乘積來輕松估算瞬態(tài)響應(yīng)。有幾點注意事項需要說明一下，由于低相位裕度會引起 峰化，因此實際的峰值可能會更高些。然而，就快速估計而言，這種影響可以忽略不計。 第二個需要注意的事項與負載變化幅度上升有關(guān)。如果負載變化幅度變化緩慢（dI/dt較低），則響應(yīng)取決于與上升時間有關(guān)的低頻率區(qū)域閉環(huán)輸出阻抗； 如果負載變化幅度變化極為快速，則輸出阻抗將取決于輸出濾波器ESL。如果確實如此，則可能需要更多的高頻旁通。最后，就極高性能的系統(tǒng)而言，電源 的功率級可能會限制響應(yīng)時間，即電感器中的電流可能不能像控制環(huán)路期望的那樣快速響應(yīng)，這是因為電感和施加的電壓會限制電流轉(zhuǎn)換速率。 下面是一個如何使用上述關(guān)系的示例。問題是根據(jù)200kHz開關(guān)電源10 amp變化幅度允許范圍內(nèi)的50mV輸出變化挑選一個輸出電容。所允許的峰值輸 出阻抗為：Zout=50 mV / 10 amps 或5毫歐。這就是最大允許輸出電容ESR。接下來就是建立所需的電容。幸運的是，ESR和電容均為正交型，可單獨處理。一 個高 (Aggressive) 電源控制環(huán)路帶寬可以是開關(guān)頻率的1/6或30kHz。于是在 30 kHz 時輸出濾波電容就需要一個不到5毫歐的電抗，或高于1000uF的電容。 圖2顯示了在5毫歐ESR、1000uF電容以及30 kHz電壓模式控制條件時這一問題的負載瞬態(tài)仿真。就校驗這一方法是否有效的10amp負載變動幅度而言， 輸出電壓變化大約為52mV。 圖 2 仿真校驗估計負載瞬態(tài)性能 電源設(shè)計小貼士11】：解決電源電路損耗問題 該方法基于泰勒級數(shù)展開式，其中規(guī)定（在賦予一定自由條件下）任何函數(shù)都可分解成一個多項式，如下所示： 如果意識到電源損耗與輸出電流相關(guān)（可用輸出電流替換 X），那么系數(shù)項就能很好地與不同來源的電源功率損耗聯(lián)系起來。例如，ao 代表諸如柵極驅(qū)動、偏壓電源和磁芯的固定開銷損耗以及功率晶體管 Coss 充電與放電之類的損耗。這些損耗與輸出電流無關(guān)。第二項相關(guān)聯(lián)的損耗 a1 直接與輸出電流相關(guān)，其典型表現(xiàn)為輸出二極管損耗和開關(guān)損耗。在輸出二極管中，大多數(shù)損耗是由于結(jié)電壓引起的，因此損耗會隨著輸出電流成比例地增加。 類似地，開關(guān)損耗可通過輸出電流關(guān)聯(lián)項與某些固定電壓的乘積近似得出。第三項很容易被識別為傳導(dǎo)損耗。其典型表現(xiàn)為 FET 電阻、磁性布線電阻和互聯(lián)電阻中的損耗。高階項可能在計算非線性損耗（如磁芯損耗）時有用。只有在考慮前三項情況下才能得出有用結(jié)果。 計算三項系數(shù)的一種方法是測量三個工作點的損耗并成矩陣求解結(jié)果。如果損耗測量結(jié)果其中一項是在無負載的工況下得到（即所有損耗均等于第一項系數(shù) a0），那么就能簡化該解決方法。隨后問題簡化至容易求解的兩個方程式和兩個未知數(shù)。一旦計算出系數(shù)，即可構(gòu)建出類似于圖 1、顯示三種損耗類型的損耗曲線。該曲線在消除測量結(jié)果和計算結(jié)果之間的偏差時大有用處，并且有助于確定能夠提高效率的潛在區(qū)域。例如，在滿負載工況下，圖 1 中的損耗主要為傳導(dǎo)損耗。為了提高效率，就需要降低 FET 電阻、電感電阻和互聯(lián)電阻。 圖1：功率損耗組件與二次項系數(shù)相匹配 實際損耗與三項式之間的相關(guān)性非常好。圖 2 對同步降壓穩(wěn)壓器的測量數(shù)據(jù)與曲線擬合數(shù)據(jù)進行了對比。我們知道，在基于求解三個聯(lián)立方程組的曲線上將存在三個重合點。對于曲線的剩余部分，兩個曲線之間的差異小于2%。由于工作模式（如連續(xù)或非連續(xù)）不同、脈沖跳頻或變頻運行等原因，其他類型的電源可能很難以如此匹配。這種方法并非絕對可靠，但是有助于電源設(shè)計人員理解實際電路損耗情況。 圖2 前三個損耗項提供了與測量值良好的相關(guān)性 【電源設(shè)計小貼士12】：如何使電源效率最大化 在【電源設(shè)計小貼士11】中，我們建議使用如下輸出電流函數(shù)來計算電源損耗： 下一步是利用上述簡單表達式，并將其放入效率方程式中： 這樣，輸出電流的效率就得到了優(yōu)化（具體論證工作留給學(xué)生去完成）。這種優(yōu)化可產(chǎn)生一個有趣的結(jié)果。 當(dāng)輸出電流等于如下表達式時，效率將會最大化。 需要注意的第一件事是，a1項對效率達到最大時的電流不產(chǎn)生影響。這是由于它與損耗相關(guān)，而上述損耗又與諸如二極管結(jié)點的輸出電流成比例關(guān)系。因此，當(dāng)輸出電流增加時，上述損耗和輸出功率也會隨之增加，并且對效率沒有影響。需要注意的第二件事是，最佳效率出現(xiàn)在固定損耗和傳導(dǎo)損耗相等的某個點上。這就是說，只要控制設(shè)置a0和a2值的組件，便能夠獲得最佳效率。還是要努力減小a1的值，并提高效率?？刂圃擁椝媒Y(jié)果對所有負載電流而言均相同，因此如其他項一樣沒有出現(xiàn)最佳效率。a1項的目標是在控制成本的同時達到最小化。 表1概括總結(jié)了各種電源損耗項及其相關(guān)損耗系數(shù)，該表提供了一些最佳化電源效率方面的折中方法。例如，功率MOSFET導(dǎo)通電阻的選擇會影響其柵極驅(qū)動要求及Coss損耗和潛在的緩沖器損耗。低導(dǎo)通電阻意味著，柵極驅(qū)動、Coss 和緩沖器損耗逆向增加。因此，您可通過選擇MOSFET來控制a0和a2。 壓；它們還包含兩組低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)，負責(zé)提供電源給鎖相回路 (PLL) 和SRAM或處理器的其它功能模塊。這些器件還有許多功能未列在表中，例如后備電池支持、I2C界面和重置功能。 表1 損耗系數(shù)及相應(yīng)的電源損耗 代數(shù)式下一位將最佳電流代回到效率方程式中，解得最大效率為： 需要最小化該表達式中的最后兩項，以最佳化效率。a1項很簡單，只需對其最小化即可。末尾項能夠?qū)崿F(xiàn)部分優(yōu)化。如果假設(shè)MOSFET的Coss和柵極驅(qū)動功率與其面積相關(guān)，同時其導(dǎo)通電阻與面積成反比，則可以為它選擇最佳面積（和電阻）。圖1顯示了裸片面積的優(yōu)化結(jié)果。裸片面積較小時，MOSFET的導(dǎo)通電阻變?yōu)樾氏拗破?。隨著裸片面積增加，驅(qū)動和Coss損耗也隨之增加，并且在某一點上變?yōu)橹饕獡p耗組件。這種最小值相對寬泛，從而讓設(shè)計人員可以靈活控制已實現(xiàn)低損耗的MOSFET成本。當(dāng)驅(qū)動損耗等于傳導(dǎo)損耗時達到最低損耗。 圖1 調(diào)節(jié)MOSFET裸片面積來最小化滿負載功率損耗 圖2是圍繞圖1最佳點的三種可能設(shè)計效率圖。圖中分別顯示了三種設(shè)計的正常裸片面積。輕負載情況下，較大面積裸片的效率會受不斷增加的驅(qū)動損耗影響，而在重負載條件下小尺寸器件因高傳導(dǎo)損耗而變得不堪重負。這些曲線代表裸片面積和成本的三比一變化，注意這一點非常重要。正常芯片面積設(shè)計的效率只比滿功率大面積設(shè)計的效率稍低一點，而在輕載條件下（設(shè)計常常運行在這種負載條件下）則更高。 圖2 效率峰值出現(xiàn)在滿額定電流之前 【電源設(shè)計小貼士13】：小心別被電感磁芯損耗燙傷 一般而言，選擇電感時，只需計算出最大負載電流，通過容許20%紋波電流來建立電感。由于磁芯損耗微不足道，因此會出現(xiàn)類似于產(chǎn)品說明書中所示的溫升。然而，隨著開關(guān)頻率上升至500 kHz以上，磁芯損耗和繞組交流損耗可以極大地減少電感中的容許直流電流。使用20%紋波電流來計算電感，可帶來相同的磁芯材料通量激增，其與頻率無關(guān)。磁芯損耗方程式的一般形式為： Pcore = K × F1.3。 因此，如果頻率 (F) 從100 kHz升至500 kHz，則磁芯損耗便為原來的8倍。圖1顯示了這種上升情況，還描述了隨磁芯損耗上升而下降的容許銅線損耗。100 KHz時，大多數(shù)損耗存在于銅線中，同時利用全直流額定電流是可能的。更高頻率時，磁芯損耗變大。由于總?cè)菰S損耗由磁芯損耗與銅線損耗之和決定，因此銅線損耗必須在磁芯損耗上升時降低。這種情況一直持續(xù)到各損耗均相等。最佳情況是，在高頻率下?lián)p耗穩(wěn)定保持相等，并允許從磁結(jié)構(gòu)獲得最大輸出電流。 圖1 0.5 MHz以上，磁芯損耗大大降低了有效傳導(dǎo)損耗 圖1和圖2均基于固定磁芯體積和繞組面積，僅匝數(shù)可變。圖2顯示了圖1所示磁芯損耗的電感和容許直流電流。1.3 MHz以下時，電感與開關(guān)頻率成反比關(guān)系。電感在1.3 MHz附近達到最小值。該頻率以上，則必須升高電感來限制磁芯通量，從而將磁芯損耗控制在總損耗的50%。該電感的額定電流也同時被計算出來。低頻率時，磁芯損耗并不大，額定電流由繞組的功率損耗決定。 下列方程式中，匝數(shù)與頻率平方根的倒數(shù)成正比，因此頻率升高2倍（電感降低一半）得到0.707匝數(shù)。 L = μ × A × N2/lm 這種情況會以兩種方式影響繞組電阻。匝數(shù)減少30%，而每一匝的可用面積卻增加了41%。由于繞組電阻與匝數(shù)/匝面積相關(guān)，因此電阻隨頻率上升而線性下降，例如：在本例中電阻下降2倍。 較高頻率時，磁芯損耗開始限制容許銅線損耗，直到達到它們相等的點為止。在這一點上，通過增加更多匝數(shù)以及升高繞組電阻，使電感上升來降低通量。這樣，電感額定電流減少。因此，從電感尺寸角度來說獲得了最佳頻率。 圖2 磁芯損耗限制峰值功率 總之，增加開關(guān)頻率會縮小磁芯尺寸的看法是正確的，但僅限于磁芯損耗和交流 繞組損耗等于銅線損耗的點上。過了這個點，磁芯尺寸實際上會增加。另外，設(shè)計人員需要注意的是，在有許多高開關(guān)頻率產(chǎn)品可供選擇的今天，一些相應(yīng)的應(yīng)用手冊中并沒有清楚地注明過高磁芯損耗存在的一些潛在問題。 【電源設(shè)計小貼士14】：SEPIC轉(zhuǎn)換器提供高效偏置電源 控制MOSFET和輸出整流器振鈴可減少電磁干擾 (EMI) 和電壓應(yīng)力。在許多情況下，這使您能夠使用更低電壓的部件，從而降低成本并提高效率。另外，多輸出SEPIC可改善輸出之間的交叉穩(wěn)壓，從而消除對于線性穩(wěn)壓器的需求。 圖1 顯示的是一個SEPIC轉(zhuǎn)換器，像反向轉(zhuǎn)換器一樣它具有最少的部件數(shù)量。實際上，如果去除C1，該電路就是一個反向轉(zhuǎn)換器。該電容可提供對其所連接半導(dǎo)體的電壓鉗位控制。當(dāng)MOSFET開啟時，該電容通過MOSFET對D1的反向電壓進行鉗位控制。當(dāng)電源開關(guān)關(guān)閉時，在D1導(dǎo)電以前漏電壓一直上升。在關(guān)閉期間，C1通過 D1和C2對MOSFET漏電壓進行鉗位控制。具有多個輸出端的SEPIC轉(zhuǎn)換器對繞組比構(gòu)成限制。其中的一個次級繞組對初級繞組的匝比需為1:1，同時C1必須與之相連接。在圖1所示的示例電路中，12-V 繞組的匝比為1:1，但它可能已經(jīng)使用了5-V繞組作為替代。
圖1所示電路已經(jīng)構(gòu)建完成，并經(jīng)過測試。分別將其作為帶C1的 SEPIC 和沒有C1的反向轉(zhuǎn)換器運行。圖 2 顯示了兩種運行模式下的MOSFET電壓應(yīng)力。在反向模式下，MOSFET漏極約為40V，而在 SEPIC模式下漏電壓僅為25V。因此，反向設(shè)計不得不使用一個 40-V或60-V MOSFET，而SEPIC設(shè)計只需使用一個額定值僅為30V的MOSFET。另外，就EMI濾波而言，高頻率（5 MHz 以上）振鈴將是一個嚴重的問題。 完成對兩種電路的交叉穩(wěn)壓測量后，您會發(fā)現(xiàn)SEPIC大體上更佳。兩種設(shè)計中，5 V額定電壓實際值為5.05 V，負載在0到滿負載之間變化，同時輸入電壓被設(shè)定為12V或24V。SEPIC的12V電壓維持在10%穩(wěn)壓頻帶內(nèi)，而反向轉(zhuǎn)換器的12V電壓則上升至30V（高線壓輸入，12V無負載，5V全負載）。如果根據(jù)低電壓應(yīng)力選擇功率部件，那么即使這兩種結(jié)構(gòu)的效率相同人們也會更傾向于使用SEPIC。
圖2 SEPIC極大地降低了EMI和電壓應(yīng)力。上圖沒有C1，而下圖則安裝了C1。 總之，對非隔離式電源而言，SEPIC是一種重要的拓撲結(jié)構(gòu)。它將 MOSFET電壓應(yīng)力鉗位控制在一個等于輸入電壓加輸出電壓的值，并消除了反向轉(zhuǎn)換器中的EMI。減少的電壓應(yīng)力允許使用更低電壓的部件，從而帶來更高效率和更低成本的電源。EMI的降低可以簡化最終產(chǎn)品的合規(guī)測試。最后，如果配置為多輸出電源，則其交叉穩(wěn)壓將優(yōu)于反向轉(zhuǎn)換器。 【電源設(shè)計小貼士15】：低成本、高性能LED驅(qū)動器 受控的亮度需要用一個恒定的電流來驅(qū)動LED，無論輸入電壓如何這一恒定的電流都必須保持恒定不變。通常，LED都會有調(diào)光要求，例如，想要調(diào)節(jié)顯示器或建筑照明亮度。實現(xiàn) LED調(diào)光有兩種方法：改變LED電流或使用脈寬調(diào)制 (PWM)。效率最低的方法是改變電流，因為光輸出并非完成隨著電流變化而發(fā)生線性變化，并且在電流低至其額定值時LED色譜會發(fā)生變化。 時刻謹記人類對亮度的感知呈指數(shù)型是很重要的，完全變暗需要對電流進行大幅度的變化。這對電路設(shè)計有很大的影響，因為全電流時3%的調(diào)節(jié)誤差由會于電路容差而在10%負載時變成30%甚至更高的誤差。盡管響應(yīng)速度比較慢，但使用PWM調(diào)光電流波形會更加精確。在照明和顯示器應(yīng)用中，人們希望PWM超過100Hz，這樣人眼就不會感覺到閃爍。
圖1顯示了一款驅(qū)動單個LED的非常簡單且成本非常低的降壓穩(wěn)壓器，該穩(wěn)壓器實施了一種快速調(diào)光的特性。其基于一個具有內(nèi)部開關(guān)、電流限制比較器、振蕩器和內(nèi)部接口的MC33063。通常用于穩(wěn)壓的引腳具有關(guān)閉功能。在此情況下，一個超過1.25V的電壓會關(guān)閉電源，而一個較低的電壓會開啟電源。隨著電路的開啟，由于消除了電壓反饋，控制器以電流限制/磁滯模式運行。 振蕩器生成了一個會引起電源開關(guān)開啟的啟動脈沖。這使得輸入電壓正好適用于電流感應(yīng)電阻、LED和電感。當(dāng)電流達到大約350mA時電流限制比較器開始感應(yīng)電流并關(guān)閉電源開關(guān)。電感電壓反向并超過輸入電流，從而使續(xù)流二極管發(fā)生傳導(dǎo)。電感和LED電流不斷循環(huán)，直到開關(guān)在下一個開關(guān)周期時開啟為止。該電路非常適用于廣泛的應(yīng)用。在要求簡捷性和低成本的手持式便攜式設(shè)備、白色家電以及車載應(yīng)用中使用一個40V額定電壓和一個1.5A電流的開關(guān)調(diào)節(jié)器是非常有用的。雖然實施磁滯控制和開啟功能可能有一定的挑戰(zhàn)性，但基本拓撲可適用于更廣泛的應(yīng)用。 我們構(gòu)建并測試了圖1中的電路。圖2顯示了關(guān)閉命令和因此而導(dǎo)致的LED電流波形。LED可以輕松地以500 Hertz實現(xiàn)PWM調(diào)光。電流波形的上升時間和下降時間不到100 uSec。如果LED中可以容忍更高的紋波電流，那么電感可以是一個更小的值且上升時間和下降時間可以縮短。然而，500 Hz PWM適用于大多數(shù)應(yīng)用。
總而言之，只要不是專門設(shè)計用來驅(qū)動LED，諸如MC33063的開關(guān)調(diào)節(jié)器就可出色地完成調(diào)光工作。其誤差放大器可以用作關(guān)閉功能以提供LED PWM調(diào)光功能，其電流限制比較器提供了快速響應(yīng)和精確的電流設(shè)置，并且其內(nèi)置電源開關(guān)實現(xiàn)了一個小型簡單的電路。 |
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